Микросхема опорного напряжения для ацп

Обзор микросхем источников опорного напряжения. Часть 1

Analog Devices ADR3412 ADR3420 ADR3425 ADR3430 ADR3433 ADR3440 ADR3450

Микросхемы ИОН обеспечивают точное термокомпенсированное напряжение для использования во всевозможных приложениях – от аналого-цифровых преобразователей до медицинского оборудования

Источники опорного напряжения (ИОН) выпускаются как с фиксированными, так и с регулируемыми выходными напряжениями. Чтобы получить регулируемый выход, к выводу опорного напряжения подключают резистивный делитель. Эти ИОН бывают либо шунтового типа (двухвыводные), либо последовательного (трехвыводные). Обычно такие микросхемы выпускаются семействами, содержащими ряд точных выходных напряжений. В некоторых семействах может быть до десятка различных значений выходных напряжений от 0.500 В до 10.000 В с допусками от 0.05% до ±2%. Двумя из наиболее важных параметров ИОН являются начальная точность выходного напряжения и его температурный коэффициент.

Вот некоторые из характеристик, которыми должен обладать идеальный источник опорного напряжения:

  • Выходное напряжение, независящее от изменений температуры;
  • Выходное напряжение, независящее от тока нагрузки;
  • Выходное напряжение, независящее от времени;

Кроме того, идеальный ИОН должен иметь:

  • Высокую начальную точность;
  • Возможность как отдавать, так и принимать ток;
  • Низкий собственный ток потребления (или рассеваемая мощность);
  • Низкие шумы;
  • Приемлемую цену.

Однако эти идеальные характеристики недостижимы, поэтом разработчик должен учитывать следующее:

В двухвыводных опорных источниках обычно используются стабилитроны. Основным преимуществом стабилитронов является широкий диапазон напряжений от 2 В до 200 В. Кроме того, они имеют широкий диапазон допустимых мощностей – от нескольких милливатт до нескольких ватт. Недостатки стабилитронов заключаются в невысокой точности, не отвечающей требованиям прецизионных приложений. Кроме того, потребляемая стабилитронами мощность не позволяет использовать их в малопотребляющих приложениях. Еще одна проблема связана с относительно высоким выходным импедансом некоторых типов приборов.

Другой тип опорных источников, обычно используемый в трехвыводных микросхемах последовательного типа, основан на напряжении, определяемом шириной запрещенной зоны. Напряжение таких ИОН, называемых «бандгап» (от англ. bandgap) не зависит от температуры, поэтому они широко используются в интегральных схемах, и обычно имеют выходное напряжение порядка 1.25 В, что близко к теоретическому значению ширины запрещенной зоны кремния, равной 1.22 эВ при 0 K.

С точки зрения практического использования шунтовые ИОН похожи на стабилитроны, поскольку и тем и другим требуется внешний резистор, определяющий максимальный ток, который может быть отдан в нагрузку. Кроме того, внешний резистор задает минимальный ток смещения, необходимый для стабилизации напряжения. Остановить свой выбор на шунтовом ИОН вы можете в том случае, когда нагрузка почти постоянна, а колебания питающего напряжения минимальны.

Бандгапы не требуют никаких внешних компонентов, а их применение целесообразно там, где нагрузка нестабильна, а напряжение должно быть низким. Кроме того, по сравнению с шунтовыми приборами, огни более устойчивы к колебаниям напряжения питания.

Последовательные ИОН имеют ряд преимуществ перед шунтовыми. Шунтовым источникам нужен резистор, выбираемый в соответствии с требуемым максимальным током нагрузки. Этот ток шунтовой ИОН должен потреблять всегда, даже когда нагрузка далека от максимальной, что приводит к большому рассеиванию мощности и сокращению срока службы батареи. Последовательным ИОН токоограничительные резисторы не нужны, а диапазон их напряжений питания относительно велик и зависит от выходного напряжения.

Температурный дрейф является мерой зависимости выходного напряжения от изменения температуры и выражается в ppm/°C. Опорные источники на основе стабилитрона со скрытым переходом обычно имеют меньший температурный дрейф, чем приборы, в которых используется ширина запрещенной зоны.

Тепловой гистерезис выходного напряжения характеризует изменение выходного напряжения при опорной температуре, обычно равной 25 °C, обусловленное последовательными противоположными изменениями температуры от низкой к высокой и от высокой к низкой. Негативные последствия этого эффекта могут возникать из-за того, что его амплитуда прямо пропорциональна отклонениям температуры связанной системы. В некоторых системах этот параметр не воспроизводится от одного цикла изменения температуры к другому. Тепловой гистерезис зависит от схемы ИОН и от конструкции его корпуса. Гистерезис указывается в частях на миллион (ppm).

Начальная точность – важная характеристика для систем, в которых калибровка невозможна или неудобна. Подобная калибровка обычно выполняется для всей системы в целом. Начальная точность указывается для определенного входного напряжения и нулевого тока нагрузки (для последовательных ИОН) или для определенного тока смещения (для шунтовых ИОН).

Долговременный дрейф влияет на выходное напряжение, постепенно изменяя его с течением времени. Наиболее заметные изменения происходят в первые 200…500 часов работы ИОН. Этот параметр важен для особо ответственных и точных приложений или в тех случаях, когда периодическая калибровка невозможна. Данные о долговременной стабильности могут быть основаны на результатах наблюдения в течение 1000 часов при комнатной температуре. При необходимости поддержания высокой точности долговременный дрейф может требовать частой калибровки, и даже термотренировки схемы.

Рассеиваемая мощность зависит от напряжения и тока, необходимых для поддержания надлежащих рабочих характеристик.

Выходной шум обычно приводится в документации для двух частотных диапазонов: от 0.1 Гц до 10 Гц (пиковое значение) и от 10 Гц до 1 кГц (среднеквадратичное значение). Учет шума необходим в связи с тем, что он снижает динамический диапазон системы сбора данных. В системах выборки данных высокого разрешения шум опорного источника может быть единственной причиной «дрожания» младших разрядов результатов преобразования. В некоторых ИОН предусмотрена возможность снижения шума с помощью внешнего фильтрующего конденсатора, подключаемого к специальному выводу.

Микросхемы источников опорного напряжения

Analog Devices

Выпускаемые Analog Devices прецизионные последовательные КМОП ИОН ADR3412/ ADR3420/ ADR3425/ ADR3430 /ADR3433/ ADR3440/ ADR3450 в корпусах SOT-23 дешевы, потребляют небольшую мощность, имеют начальную точность до ±0.1% и низкие шумы. Для повышения точности на финальном этапе сборки выполняется цифровая подстройка выходного напряжения и температурного коэффициента каждой микросхемы, технология которой была разработана Analog Devices и запатентована под названием DigiTrim.

Низкие значения температурных коэффициентов и незначительный гистерезис выходного напряжения позволяют поддерживать высокую точность систем как при изменениях температуры, так и во времени, что потенциально сокращает количество перекалибровок оборудования. Кроме того, низкий рабочий ток (не более 100 мкА) позволяет использовать ИОН в малопотребляющих устройствах с батарейным питанием.

Благодаря запатентованным архитектурным решениям, компании удалось создать КМОП микросхемы ИОН с высокой точностью, низким температурным коэффициентом и низким уровнем шумов. Как и все ИОН, в которых используется ширина запрещенной зоны, эти приборы основаны на комбинации двух опорных напряжений с противоположными температурными коэффициентами, формирующей выходное напряжение, практически не зависящее от окружающей температуры. Однако, в отличие от обычных бандгапов, источником независимого от температуры опорного напряжения здесь служит напряжение база-эмиттер биполярного транзистора при комнатной температуре, а не при 0 K. (Напряжение база-эмиттер биполярного транзистора при 0 K приблизительно равно ширине запрещенной зоны кремния). К этому напряжению добавляется соответствующее напряжение с положительным температурным коэффициентом, компенсирующее отрицательный температурный коэффициент.

Вам понравится:  Как выбрать марку автоматического выключателя

Важнейшим преимуществом этой технологии является то, что настройки начальной точности и температурного коэффициента никак не влияют друг на друга и могут выполняться независимо, благодаря чему существенно увеличивается общая точность в диапазоне температур. Дополнительного снижения чувствительности к вариациям температуры позволяет добиться коррекция нелинейности. Для получения стабильного выходного напряжения напряжение запрещенной зоны буферизуется и усиливается. Выходной буфер может отдавать вытекающий ток до 10 мА и принимать втекающий ток нагрузки до –3 мА.

Семейство КМОП ИОН ADR34xx представлено широким диапазоном выходных напряжений и рассчитано на работу в промышленном диапазоне температур от –40 °C до +125 °C.

Texas Instruments

Texas Instruments выпускает семейство REF50xx малошумящих прецизионных последовательных ИОН с низким дрейфом. Специальные технологии, запатентованные компанией, позволяют получать отличный температурный дрейф (3 ppm/°C) и высокую точность (0.05%).

На Рисунке 1 показана упрощенная блок схема ИОН семейства REF50xx, обеспечивающего очень высокие уровни точности выходного напряжения. Однако при необходимости снижения шумов и коррекции напряжения VOUT выходное напряжение можно сместить относительно номинального значения с помощью вывода (TRIM/NR). Вывод TRIM/NR обеспечивает подстройку на ±15 мВ напряжения запрещенной зоны, что, соответственно, на ±15 мВ смещает выходное напряжение на выводе VOUT.

Рисунок 1. Источники опорного напряжения REF50xx поддерживают как втекающие,
так и вытекающие выходные токи и очень устойчивы к колебаниям
входного напряжения и тока нагрузки.

Для развязки по питанию рекомендуется использовать блокировочные конденсаторы емкостью от 1 мкФ до 10 мкФ. Между выходом VOUT и шиной GND необходимо включить конденсатор с умеренным значением ESR и емкостью от 1 мкФ до 50 мкФ. ESR конденсатора (эквивалентное последовательное сопротивление) не должно превышать 1.5 Ом. В то же время, для минимизации шумов рекомендуется выбирать выходную емкость с ESR от 1 Ом до 1.5 Ом. При подключении конденсатора между выводом TRIM/NR и землей в комбинации с внутренним резистором 1 кОм образуется фильтр нижних частот, ослабляющий общие шумы, измеряемые на выводе VOUT. Для получения частоты среза 14.5 Гц рекомендуется использовать конденсатор емкостью 1 мкФ. При увеличении емкости частота среза снижается.

Всего предлагается семь значений выходных напряжений: 2.048, 2.5, 3.0, 4.096, 4.5, 5.0 и 10 В. В сою очередь, каждый прибор может иметь стандартные и улучшенные характеристики. Приборы поставляются в корпусах SO-8 и рассчитаны на работу в диапазоне температур от –40 °C до +125 °C.

Источник

Микросхема опорного напряжения для ацп

В настоящее время имеется постоянно растущий спрос на прецизионные измерения, который наблюдается в самых разных отраслях индустрии — от аэрокосмической и оборонной промышленности и оборудования, используемого в нефтегазовой сфере, до производства фармацевтических и медицинских приборов. Калибровка и тестирование таких прецизионных измерительных систем ставят перед разработчиками и всей отраслью приборостроения задачи проектирования и производства контрольно-измерительного и испытательного оборудования, которое может достигать разрешения не менее 25 бит с точностью измерения не менее чем 7,5 разряда.
Публикуемая статья в виде авторского перевода [1] с рядом дополнений
рассматривает данную проблему и предлагает ее практические решения.

Введение

В фармацевтической промышленности используются высокоточные лабораторные весы, которым необходимо обеспечивать разрешение в 0,0001 мг в полномасштабном диапазоне 2,1 г, для чего и понадобится аналого-цифровой преобразователь (АЦП) с разрешением не менее 24 бит.
Для достижения столь высокого разрешения требуется цепочка сигналов с исключительно низким уровнем шума. На рис. 1 показана зависимость шума от таких параметров, как ENOB (Effective Number of Bits — эффективное число битов, служит для измерения качества аналого-цифрового преобразования), — это и является мерой динамического диапазона аналого-цифрового преобразователя, цифро-аналогового преобразователя или связанных с ними схем и отношения сигнал/шум (Signal-to-Noise Ratio, SNR). Здесь следует заметить, что SNR называется отношение среднеквадратического значения входного синусоидального сигнала к среднеквадратическому значению шума, который определяется как сумма всех остальных спектральных компонентов вплоть до половины частоты дискретизации, без учета постоянной составляющей (в идеале он равен шумам квантования, чего в реальной практике не бывает). Предельный уровень шума рассчитывается на основании источника опорного напряжения (ИОН) с напряжением VREF = 5 В и входного напряжения АЦП в режиме напряжения полной шкалы (Full Scale Range, FSR). Для обеспечения указанных требований, то есть для достижения 25‑битного разрешения или динамического диапазона, равного 152 дБ, максимально допустимый системный шум не должен превышать 0,2437 мкВ среднеквадратичного значения (далее — с.к.з.).

Опорное напряжение VREF устанавливает предел на уровень входного аналогового сигнала, который АЦП может обработать, то есть оцифровать. Уравнение (1) является функцией идеальной передачи АЦП, где выходной код в десятичной форме вычисляется по значениям VIN аналогового входного сигнала опорного напряжения VREF, а число битов АЦП задано как N:

Опорное напряжение VREF равно 5 В, получено от ИОН LTC6655-5.
Обратите внимание, что во всем диапазоне входного напряжения АЦП его уровень шумов остается постоянным при спектральной плотности шумового напряжения (далее — спектральная плотность шума), равной 35 нВ/√Гц, в то время как шумы источника входного сигнала АЦП хотя и возрастают до уровня 6 нВ/√Гц, но остаются низкими по сравнению с шумом ИОН, составляющим 96 нВ/√ Гц. Как показано на рис. 2, общий шум пропорционален входному напряжению постоянного тока АЦП. Это связано с тем, что с повышением VIN отношение VIN/VREF увеличивается, а потому, когда на вход АЦП подается максимально возможный для него уровень сигнала, шум опорного напряжения VREF доминирует над общим шумом системы. Индивидуальный шум каждого компонента в цепочке сигналов складывается в среднеквадратичном виде (то есть равен квадратному корню из суммы квадратов), что и дает в итоге форму графика, показанную на рис. 2.
Однако для достижения высокого разрешения измерения, равного 25 бит или более, даже некоторым лучшим из доступных на рынке интегральных источников опорного напряжения, имеющих низкий уровень шума, для его ослабления требуется помощь. Например, для получения желаемого динамического диапазона АЦП ослабить шум поможет добавление внешних схем, таких как внешние фильтры, или же использование специфических внутренних возможностей интегральных ИОН.
Далее показаны различные варианты реализации фильтров нижних частот (ФНЧ) и способы их применения для ослабления шумов источника опорного напряжения. Рассмотрены методы проектирования фильтров и присущие им компромиссы. Два типа фильтров нижних частот, которые будут обсуждаться в контексте темы ослабленного эталонного шума напряжения, — это простые пассивные RC-фильтры низких частот, а также активный ФНЧ на основе линейного графа сигналов (Signal Flow Graph, SFG). Результаты оценки системы с использованием SΔ-АЦП представлены в разделе, посвященном описанию характеристик конечного решения.

Подавление шумов с помощью пассивного фильтра нижних частот

На рис. 3 показана схема организации подачи опорного напряжения для АЦП, состоящая из стабилитрона, буферного усилителя и ФНЧ. Фильтр реализуется с помощью внешнего, как его называют, накопительного конденсатора С1, его эквивалентного последовательного сопротивления (Equivalent Series Resistance, ESR) и выходного импеданса операционного усилителя (ОУ). Частота среза такого пассивного RC-фильтра определяется как:

Большинство интегральных источников опорного напряжения разработано со сложным выходным каскадом, который способен играть роль драйвера для АЦП, требующего большую емкость на входе опорного напряжения. Например, выходной каскад ИОН серии LTC6655 спроектирован так, чтобы устойчиво функционировать при значении емкости конденсатора С1, равной 10 мкФ.
На рис. 6 в качестве примера приведена полная блок-схема ИОН LTC6655 исполнения LTC6655LN, далее мы рассмотрим его подробнее.

Как мы видим на рис. 5, когда емкость конденсатора на выходе выбрана минимальной, равной 2,7 мкФ, и максимальной, равной 100 мкФ, появляются пики шума. Эквивалентное последовательное сопротивление конденсатора на входе VREF АЦП уменьшает первый пик шума, но вводит второй пик на частоте 100 кГц и выше. Это можно объяснить тем, что на низких частотах влияние ESR мало, практически равно нулю, что приводит к улучшению запаса по фазе и уменьшению первого пика шума. Тем не менее этот ноль объединяется с собственным нулем LTC6655 и создает второй пик. Обратите внимание, что шумовой отклик, показанный на рис. 5, действителен только для опорного напряжения, сгенерированного микросхемой LTC6655.
Здесь хотелось бы попутно отметить, что, по опыту переводчика статьи, малошумящие стабилизаторы напряжения не настолько простые устройства в части шумов, как может показаться на первый взгляд. При определенных условиях, а именно при последовательно включенном по его входу резисторе, они превращаются в эффективные генераторы шума с широким спектром и довольно-таки высоким шумовым напряжением, достигающим сотни милливольт [8].
Впрочем, вернемся к нашей основной теме. Одним из альтернативных решений фильтрации опорного напряжения, позволяющего удалить пик шума и при этом правильно управлять АЦП, является добавление полнофункционального пассивного RC-фильтра нижних частот с последующим буфером. Устанавливая буфер, мы практически решаем проблему ограничений при реализации ФНЧ [11, 12] и получаем большую свободу при выборе конденсатора фильтра и конденсатора по входу опорного напряжения АЦП. Такое решение показано на рис. 7.

Однако увеличение сопротивления резистора R1 в ФНЧ хотя и может помочь достичь низкой частоты среза, но и способно привести к снижению точности преобразования АЦП, так как лишает источник опорного напряжения прецизионности.
При добавлении пассивного RC-фильтра разработчик обязательно должен учитывать его влияние на стабильность напряжения нагрузки и принимать во внимание отклик буферного усилителя поставщика VREF (необходимо учитывать влияние постоянной времени фильтра, то есть t = RC), поскольку это влияет на его переходные характеристики при управлении АЦП.
Для достижения требуемой переходной характеристики предлагается использовать буфер, как показано на рис. 7. Критические характеристики, которые следует учитывать при выборе кандидата на роль буферного усилителя, предусматривают сверхнизкие собственные шумы, способность работать на высокую емкость нагрузки, высокую скорость нарастания и высокий коэффициент усиления без отрицательной обратной связи (ООС), что подразумевает широкую полосу пропускания. В качестве буферных усилителей для передачи опорного напряжения на АЦП компания Analog Devices рекомендует использовать микросхемы операционных усилителей ADA4805-1 [9] и ADA4807-1 [10].

Подавление шумов источника опорного напряжения с использованием активного ФНЧ

В таблице 1 указаны необходимый динамический диапазон и требования по максимально допустимому уровню системных (то есть суммарных) шумов, который должен быть соблюден для достижения желаемого разрешения ENOB АЦП. Для расчета здесь использовались классические формулы: (3) для отношения сигнал/шум (SNR), где N — это число разрядов, и (4) для определения LSB (Least Significant Bit — младший значащий бит) наименьшего значения напряжения, которое может быть измерено АЦП:

В нашем случае необходим фильтр, АЧХ которого в полосе пропускания является плоской, то есть не имеет неравномерности ни в полосе пропускания, ни в полосе подавления. Именно такой фильтр будет поддерживать значение прецизионного напряжения постоянного тока с требуемой точностью. Из всех типов фильтров плоскую АЧХ в полосе пропускания и приемлемое затухание ФНЧ обеспечивает фильтр Баттерворта, который имеет и более линейную фазочастотную характеристику на частотах полосы пропускания, а значит, не будет давать недопустимую реакцию в виде выброса затухающего гармонического переходного процесса на импульсное воздействие.

Методика проектирования активных фильтров нижних частот

Для проектирования ФНЧ оптимален в данном случае метод на основе сигнально ориентированного графа (переходный граф сигналов, называемый еще «линейный переходный граф», или «линейный граф сигналов»; Signal-Flow Graph, SFG), который является графическим представлением системы, полученной из описывающей схему системы линейных уравнений [13]1.
Метод на основе SFG обеспечивает переход от передаточной функции фильтра к соответствующей топологии его схемной реализации. Эта теория может быть применена к проектированию аналоговых фильтров на основе активных схем. Главное преимущество подхода к проектированию фильтра с помощью SFG заключается в том, что коэффициент демпфирования, то есть добротность Q, и частоту среза можно задавать индивидуально. ФНЧ на основе SFG помогает ослабить шумы и, соответственно, улучшить SNR системы, но при этом имеет хорошие динамические характеристики, не генерируя артефакты при импульсном изменении тока (рис. 4). Но как компромисс это достигается за счет дополнительных затрат на необходимые компоненты, увеличения площади печатной платы и роста энергопотребления конечного решения.
Кроме того, ФНЧ на основе SFG может оказать влияние на выходное напряжение, которое, как мы помним, является опорным для АЦП. Эта погрешность связана с температурой, приводящей пусть и к небольшой ошибке, но все же снижающей точность преобразования. На рис. 10 показан пример перехода от передаточной функции к схемным блокам при проектировании фильтра нижних частот второго порядка методом SFG. С помощью уравнения (5) масштабирующий резистор R и конденсатор C устанавливают частоту среза фильтра:

Для получения более подробной информации о теории графов потоков сигналов можно обратиться к разделу «Управление обратной связью динамических систем», опубликованному в [13].
В этом разделе статьи были представлены основы проектирования, однако в текущей ситуации целесообразнее использовать, образно говоря, не логарифмическую линейку, а методы компьютерного моделирования. С этой целью компания Analog Devices предоставляет разработчикам два инструмента: универсальный инструмент для компьютерного моделирования LTspice (доступен для бесплатной загрузки по ссылке [15]), унаследованный после поглощения ею компании Linear Technology, и инструмент собственной разработки Analog Filter Wizard [16] (не утратившее актуальности краткое руководство по Analog Filter Wizard 2.0 доступно по ссылке [17]).

Возможности LTC6655LN

Учитывая все компромиссы решений в виде пассивного RC- фильтра низших частот с буфером и активного ФНЧ, синтезированного с использованием метода SFG, следует признать, что лучшим решением будет пассивный ФНЧ, интегрированный между источником опорного напряжения и его буферным усилителем. Это видно на рис. 11 на примере прецизионного источника опорного напряжения LTC6655LN [18], его полная блок-схема показана на рис. 6.
Представленная на рис. 11 реализация фильтра с использованием функциональных особенностей источника опорного напряжения LTC6655LN не только уменьшит площадь печатной платы, но и не будет создавать препятствия для сопряжения источника с АЦП. Применение буферного каскада с быстрым установлением, высоким входным импедансом и возможностью генерации втекающего и вытекающего тока поможет преодолеть проблемы, связанные с поведением нагрузки (имеется в виду динамическое изменение тока), сохранить точность опорного напряжения и улучшить характеристики переходного процесса.

Тестовая схема

Для сравнительной оценки производительности описанных в статье решений использовался прецизионный АЦП AD7177-2 [2] с источником опорного напряжения на LTC6655/LTC6655LN с шумоподавляющими конденсаторами емкостью 10 мкФ и LTC6655, за которым следовал активный фильтр ФНЧ, выполненный на основе SFG. Микросхема AD7177-2 представляет собой малошумящий 32‑разрядный SΔ-АЦП с быстродействием 10 kSPS, временем установления 100 мкс и буферами Rail-to-Rail. AD7177-2 интегрирован с программируемым цифровым фильтром нижних частот, который позволяет контролировать частоту обновления выходных данных в пределах 5 SPS – 10 kSPS.

При проектировании SFG ФНЧ (рис. 12) в качестве активных каскадов были использованы два ОУ ADA4522-1 [19], один ОУ AD797 [20], а в качестве пассивных компонентов выбраны резисторы для поверхностного монтажа с температурным коэффициентом сопротивления (ТКС), не превышающим 25 х 10 ˉ⁶ , и многослойные керамические конденсаторы MLCC (multilayer ceramic capacitor) для поверхностного монтажа, а также пленочный конденсатор емкостью 10 мкФ от компании WIMA. Микросхема ADA4522 — это операционный усилитель с Rail-to-Rail-выходом,
крайне низкой плотностью широкополосного шума 5,8 нВ/√Гц и фликкер-шумом не более 177 нВ (от пика до пика, далее — п‑п). Микросхема AD797 — это малошумящий операционный усилитель с плотностью широкополосного шума 0,9 нВ/√Гц, фликкер-шумом 50 нВ (п‑п), отличной скоростью нарастания 20 В/мкс и полосой усиления 100 МГц, что делает его пригодным для управления АЦП.
Для того чтобы правильно оценить производительность при использовании LTC6655 и LTC6655LN с AD7177-2, как это было определено в начале статьи, требуется источник напряжения постоянного тока с общим шумом ниже шума источника опорного напряжения и непосредственно самого АЦП. Поэтому здесь взят идеальный источник, а именно аккумуляторная батарея напряжением 9 В, подключенная, как показано на рис. 13.

Оценка производительности

На рис. 14 показана спектральная плотность шума, а на рис. 15 — частота обновления выходных данных в сравнении с ENOB, отражающая производительность АЦП AD7177-2 с его входом VREF, подключенным к LTC6655/LTC6655LN с шумоподавляющим конденсатором емкостью 10 мкФ или LTC6655 с фильтром, синтезированным на базе SFG. Получить представление о сравнении спектральной плотности шума на частоте 1 кГц можно из таблицы 4. Для сравнения на рис. 14, 15 показаны две важные области.

Втаблице 5 приведена сводная информация о характеристиках АЦП AD7177-2 с входом VREF, подключенным к LTC6655/LTC6655LN с шумоподавляющим конденсатором емкостью 10 мкФ или LTC6655 с SFG ФНЧ. Если входы АЦП связаны между собой, а вход VREF подключен к LTC6655,
то столбец шкалы для короткозамкнутого входа показывает наилучший динамический диапазон, которого может достичь АЦП AD7177-2 в конкретной реализации схемы подачи опорного напряжения. С входом на уровне почти максимального сигнала, то есть напряжения полной шкалы, АЦП LTC6655LN‑5 с шумоподавляющим конденсатором емкостью 10 мкФ, по сравнению
с LTC6655, в среднем на частоте обновления от 59,96 SPS увеличивает динамический диапазон измерения на 4 дБ. С другой стороны, LTC6655 с SFG ФНЧ при 59,96 SPS достигает в среднем приращения динамического диапазона, по сравнению с полученным для LTC6655LN‑5, на 7 дБ. Разница в динамическом диапазоне ниже 59,96 SPS меняется незначительно, а отклонение в основном связано с преобладанием низкочастотного фликкер-шума, генерируемого источником
напряжения постоянного тока на входе АЦП.
По сравнению с прямым подключением LTC6655LN использование конденсатора емкостью 10 мкФ, подключенного к выводу NR, уменьшает широкополосный шум на частоте 1 кГц на 62%, а решение LTC6655 с SFG ФНЧ сокращает широкополосный шум на 97%.

Заключение

При проектировании прецизионной системы аналого-цифрового преобразования с разрешением 25 бит или выше разработчики должны учитывать влияние шумов по входу источника опорного напряжения АЦП. Как показано на рис. 2, вклад шума источника опорного напряжения VREF в системный шум пропорционален использованию полномасштабного диапазона АЦП.
В этой статье показано, что добавление фильтра к прецизионному источнику опорного напряжения ослабляет шум по VREF, что приводит к снижению общего шума системы. Так, опорное напряжение, генерируемое LTC6655, с последующей фильтрацией активным ФНЧ, сформированным на базе SFG фильтра низких частот, по сравнению с LTC6655 без фильтра может уменьшить широкополосный шум на 97%. Однако это связано с дополнительными расходами на комплектующие, увеличением площади печатной платы, большим энергопотреблением и снижением точности измерения постоянного тока на несколько ppm.
Кроме того, опорное напряжение, полученное от такой схемы, может иметь зависимость от температуры. Учитывая компромиссы при использовании SFG ФНЧ, вариант в виде источника опорного напряжения выполнен на микросхеме LTC6655LN с шумоподавляющим конденсатором и обладает преимуществами в виде простой конструкции и малой потребляемой мощности. Это решение для снижения широкополосного шума требует только одного конденсатора и устраняет необходимость во внешнем буфере для управления АЦП. По сравнению с LTC6655 без фильтра источник опорного напряжения на LTC6655LN с конденсатором CNR емкостью 10 мкФ снижает широкополосный шум на 62%. Имея перед собой такое решение, в ряде случаев разработчики
вполне могут воспользоваться встроенным фильтром нижних частот LTC6655LN, чтобы
достичь желаемого разрешения своих конечных приложений.
Облегчить процесс проектирования можно, загрузив LTspice [15], а по ссылке [21] или по прямой ссылке из оригинала статьи [1] доступны файлы, необходимые для симуляции схемы, приведенной на рис. 8, схемы ФНЧ с SFG на рис. 12 и схемы источника напряжения постоянного тока с низким уровнем собственных шумов на рис. 13.

Источник

Оцените статью
Частотные преобразователи